Rx Sensitivity（接收靈敏度）
        接收靈敏度，這應該是最基本的概念之一，表征的是接收機能夠在不超過一定誤碼率的情況下識別的最低信號強度。這里說誤碼率，是沿用CS（電路交換）時代的定義作一個通稱，在多數情況下，BER (bit error rate)或者PER (packet error rate)會用來考察靈敏度，在LTE時代干脆用吞吐量Throughput來定義——因為LTE干脆沒有電路交換的語音信道，但是這也是一個實實在在的進化，因為第一次我們不再使用諸如12.2kbps RMC（參考測量信道，實際代表的是速率12.2kbps的語音編碼）這樣的“標準化替代品”來衡量靈敏度，而是以用戶可以實實在在感受到的吞吐量來定義之。

        SNR（信噪比）
        講靈敏度的時候我們常常聯系到SNR（信噪比，我們一般是講接收機的解調信噪比），我們把解調信噪比定義為不超過一定誤碼率的情況下解調器能夠解調的信噪比門限（面試的時候經常會有人給你出題，給一串NF、Gain，再告訴你解調門限要你推靈敏度）。那么S和N分別何來？

        S即信號Signal，或者稱為有用信號；N即噪聲Noise，泛指一切不帶有有用信息的信號。有用信號一般是通信系統(tǒng)發(fā)射機發(fā)射出來，噪聲的來源則是非常廣泛的，最典型的就是那個著名的-174dBm/Hz——自然噪聲底，要記住它是一個與通信系統(tǒng)類型無關的量，從某種意義上講是從熱力學推算出來的（所以它跟溫度有關）；另外要注意的是它實際上是個噪聲功率密度（所以有dBm/Hz這個量綱），我們接收多大帶寬的信號，就會接受多大帶寬的噪聲——所以最終的噪聲功率是用噪聲功率密度對帶寬積分得來。

        TxPower（發(fā)射功率）

        發(fā)射功率的重要性，在于發(fā)射機的信號需要經過空間的衰落之后才能到達接收機，那么越高的發(fā)射功率意味著越遠的通信距離。

        那么我們的發(fā)射信號要不要講究SNR？譬如說，我們的發(fā)射信號SNR很差，那么到達接收機的信號SNR是不是也很差？

        這個牽涉到剛才講過的概念，自然噪聲底。我們假設空間的衰落對信號和噪聲都是效果相同的（實際上不是，信號能夠通編碼抵御衰落而噪聲不行）而且是如同衰減器一般作用的，那么我們假設空間衰落-200dB，發(fā)射信號帶寬1Hz，功率50dBm，信噪比50dB，接收機收到信號的SNR是多少？

        接收機收到信號的功率是50-200=-150Bm（帶寬1Hz），而發(fā)射機的噪聲50-50=0dBm通過空間衰落，到達接收機的功率是0-200=-200dBm（帶寬1Hz）？這時候這部分噪聲早已被“淹沒”在-174dBm/Hz的自然噪聲底之下了，此時我們計算接收機入口的噪聲，只需要考慮-174dBm/Hz的“基本成分”即可。

        這在通信系統(tǒng)的絕大部分情況下是適用的。

ACLR/ACPR

        我們把這些項目放在一起，是因為它們表征的實際上是“發(fā)射機噪聲”的一部分，只是這些噪聲不是在發(fā)射信道之內，而是發(fā)射機泄漏到臨近信道中去的部分，可以統(tǒng)稱為“鄰道泄漏”。

        其中ACLR和ACPR（其實是一個東西，不過一個是在終端測試中的叫法，一個是在基站測試中的叫法罷了），都是以“Adjacent Channel”命名，顧名思義，都是描述本機對其他設備的干擾。而且它們有個共同點，對干擾信號的功率計算也是以一個信道帶寬為計。這種計量方法表明，這一指標的設計目的，是考量發(fā)射機泄漏的信號，對相同或相似制式的設備接收機的干擾——干擾信號以同頻同帶寬的模式落到接收機帶內，形成對接收機接收信號的同頻干擾。

        在LTE中，ACLR的測試有兩種設置，EUTRA和UTRA，前者是描述LTE系統(tǒng)對LTE系統(tǒng)的干擾，后者是考慮LTE系統(tǒng)對UMTS系統(tǒng)的干擾。所以我們可以看到EUTRAACLR的測量帶寬是LTE RB的占用帶寬，UTRA ACLR的測量帶寬是UMTS信號的占用帶寬（FDD系統(tǒng)3.84MHz，TDD系統(tǒng)1.28MHz）。換句話說，ACLR/ACPR描述的是一種“對等的”干擾：發(fā)射信號的泄漏對同樣或者類似的通信系統(tǒng)發(fā)生的干擾。

        這一定義是有非常重要的實際意義的。實際網絡中同小區(qū)鄰小區(qū)還有附近小區(qū)經常會有信號泄漏過來，所以網規(guī)網優(yōu)的過程實際上就是容量最大化和干擾最小化的過程，而系統(tǒng)本身的鄰道泄漏對于鄰近小區(qū)就是典型的干擾信號；從系統(tǒng)的另一個方向來看，擁擠人群中用戶的手機也可能成為互相的干擾源。

        同樣的，在通信系統(tǒng)的演化中，從來是以“平滑過渡”為目標，即在現有網絡上升級改造進入下一代網絡。那么兩代甚至三代系統(tǒng)共存就需要考慮不同系統(tǒng)之間的干擾，LTE引入UTRA即是考慮了LTE在與UMTS共存的情形下對前代系統(tǒng)的射頻干擾。

        Modulation Spectrum/Switching Spectrum

        而退回到GSM系統(tǒng)，Modulation Spectrum（調制譜）和Switching Spectrum（切換譜，也有稱為開關譜的，對舶來品不同翻譯的緣故）也是扮演了鄰道泄漏相似的角色。不同的是它們的測量帶寬并不是GSM信號的占用帶寬。從定義上看，可以認為調制譜是衡量同步系統(tǒng)之間的干擾，而切換譜是衡量非同步系統(tǒng)之間的干擾（事實上如果不對信號做gating，切換譜一定是會把調制譜淹沒掉的）。

        這就牽涉到另一個概念：GSM系統(tǒng)中，各小區(qū)之間是不同步的，雖然它用的是TDMA；而相比之下，TD-SCDMA和之后的TD-LTE，小區(qū)之間是同步的（那個飛碟形狀或者球頭的GPS天線永遠是TDD系統(tǒng)擺脫不了的桎梏）。

        因為小區(qū)間不同步，所以A小區(qū)上升沿／下降沿的功率泄漏可能落到B小區(qū)的payload部分，所以我們用切換譜來衡量此狀態(tài)下發(fā)射機對鄰信道的干擾;而在整個577us的GSM timeslot里，上升沿／下降沿的占比畢竟很少，多數時候兩個相鄰小區(qū)的payload部分會在時間上交疊，評估這種情況下發(fā)射機對鄰信道的干擾就可以參考調制譜。

        SEM (Spectrum Emission Mask)

        講SEM的時候，首先要注意它是一個“帶內指標”，與spurious emission區(qū)分開來，后者在廣義上是包含了SEM的，但是著重看的其實是發(fā)射機工作頻段之外的頻譜泄漏，其引入也更多的是從EMC（電磁兼容）的角度。

        SEM是提供一個“頻譜模版”，然后在測量發(fā)射機帶內頻譜泄漏的時候，看有沒有超出模版限值的點?？梢哉f它與ACLR有關系，但是又不相同：ACLR是考慮泄漏到鄰近信道中的平均功率，所以它以信道帶寬為測量帶寬，它體現的是發(fā)射機在鄰近信道內的“噪聲底”；SEM反映的是以較小的測量帶寬（往往100kHz到1MHz）捕捉在鄰近頻段內的超標點，體現的是“以噪聲底為基礎的雜散發(fā)射”。
        如果用頻譜儀掃描SEM，可以看到鄰信道上的雜散點會普遍的高出ACLR均值，所以如果ACLR指標本身沒有余量，SEM就很容易超標。反之SEM超標并不一定意味著ACLR不良，有一種常見的現象就是有LO的雜散或者某個時鐘與LO調制分量（往往帶寬很窄，類似點頻）串入發(fā)射機鏈路，這時候即便ACLR很好，SEM也可能超標。

        EVM（誤差矢量）

        首先，EVM是一個矢量值，也就是說它有幅度和角度，它衡量的是“實際信號與理想信號的誤差”，這個量度可以有效的表達發(fā)射信號的“質量”——實際信號的點距離理想信號越遠，誤差就越大，EVM的模值就越大。

        發(fā)射信號的EVM與SNR

        EVM是如何與SNR扯上關系的呢？這里摘錄一段的網上文獻：





        這是發(fā)射機天線口處的信噪比，反映的是發(fā)射信號的“固有信噪比”。

        在（一）中我們曾經解釋過為什么發(fā)射信號的信噪比不是那么重要，原因有二：第一是發(fā)射信號的SNR往往遠遠高于接收機解調所需要的SNR；第二是我們計算接收靈敏度時參考的是接收機最惡劣的情況，即在經過大幅度空間衰落之后，發(fā)射機噪聲早已淹沒在自然噪聲底之下，而有用信號也被衰減到接收機的解調門限附近。

        但是發(fā)射機的“固有信噪比”在某些情況下是需要被考慮的，譬如近距離無線通信，典型的如802.11系列。802.11系列演進到802.11ac的時候，已經引入了256QAM的調制，對于接收機而言，即便不考慮空間衰落，光是解調這樣高階的正交調制信號就已經需要很高的信噪比，EVM越差，SNR就越差，解調難度就越高。這是發(fā)射機天線口處的信噪比，反映的是發(fā)射信號的“固有信噪比”。

        在（一）中我們曾經解釋過為什么發(fā)射信號的信噪比不是那么重要，原因有二：第一是發(fā)射信號的SNR往往遠遠高于接收機解調所需要的SNR；第二是我們計算接收靈敏度時參考的是接收機最惡劣的情況，即在經過大幅度空間衰落之后，發(fā)射機噪聲早已淹沒在自然噪聲底之下，而有用信號也被衰減到接收機的解調門限附近。但是發(fā)射機的“固有信噪比”在某些情況下是需要被考慮的，譬如近距離無線通信，典型的如802.11系列。802.11系列演進到802.11ac的時候，已經引入了256QAM的調制，對于接收機而言，即便不考慮空間衰落，光是解調這樣高階的正交調制信號就已經需要很高的信噪比，EVM越差，SNR就越差，解調難度就越高。

作為發(fā)射機性能指標的EVM

        這里我想拓開來講一下EVM在衡量發(fā)射機性能上的作用。做802.11系統(tǒng)的工程師，往往用EVM來衡量Tx線性度；而做3GPP系統(tǒng)的工程師，則喜歡用ACLR/ACPR/Spectrum來衡量Tx線性性能。

        從起源上講，3GPP是蜂窩通信的演進道路，從一開始就不得不關注鄰信道、隔信道（adjacent channel, alternative channel）的干擾（北郵通信工程畢業(yè)的學生應該都學過怎么按照六邊形小區(qū)推算最近的鄰頻小區(qū)）。換句話說，干擾是影響蜂窩通信速率的第一大障礙，所以3GPP在演進的過程中，總是以“干擾最小化”為目標的：GSM時代的跳頻，UMTS時代的擴頻，LTE時代RB概念的引入，都是如此。 而802.11系統(tǒng)是固定無線接入的演進，它是秉承TCP/IP協議精神而來，以“盡最大能力的服務”為目標，802.11中經常會有時分或者跳頻的手段來實現多用戶共存，而布網則比較靈活（畢竟以局域網為主），信道寬度也靈活可變?？偟膩碚f它對干擾并不敏感（或者說容忍度比較高）。

        通俗的講，就是蜂窩通信的起源是打電話，打不通電話用戶會去電信局砸場子；802.11的起源是局域網，網絡不好大概率是先耐著性子等等（其實這時候設備是在作糾錯和重傳）。這就決定了3GPP系列必然以ACLR/ACPR一類“頻譜再生”性能為指標，而802.11系列則可以以犧牲速率來適應網絡環(huán)境。

        具體說來，“以犧牲速率來適應網絡環(huán)境”，就是指的802.11系列中以不同的調制階數來應對傳播條件：當接收機發(fā)現信號差，就立即通知對面的發(fā)射機降低調制階數，反之亦然。前面提到過，802.11系統(tǒng)中SNR與EVM相關很大，很大程度上EVM降低可以提高SNR。這樣我們就有兩種途徑改善接收性能：一是降低調制階數，從而降低解調門限；二是降低發(fā)射機EVM，使得信號SNR提高。

        因為EVM與接收機解調效果密切相關，所以802.11系統(tǒng)中以EVM來衡量發(fā)射機性能（類似的，3GPP定義的蜂窩系統(tǒng)中，ACPR/ACLR是主要影響網絡性能的指標）；又因為發(fā)射機對EVM的惡化主要因為非線性引起（譬如PA的AM-AM失真），所以EVM通常作為衡量發(fā)射機線性性能的標志。

        EVM與ACPR/ACLR的關系

        很難定義EVM與ACPR/ACLR的定量關系，從放大器的非線性來看，EVM與ACPR/ACLR應該是正相關的：放大器的AM-AM、AM-PM失真會擴大EVM，同時也是ACPR/ACLR的主要來源。

        但是EVM與ACPR/ACLR并不總是正相關，我們這里可以找到一個很典型的例子：數字中頻中常用的Clipping，即削峰（嗯，不是那位遼國南院大王、前丐幫幫主）。Clipping是削減發(fā)射信號的峰均比（PAR），峰值功率降低有助于降低通過PA之后的ACPR/ACLR；但是Clipping同時會損害EVM，因為無論是限幅（加窗）還是用濾波器方法，都會對信號波形產生損傷，因而增大EVM。

        PAR的源流

        PAR（信號峰均比）通常用CCDF這樣一個統(tǒng)計函數來表示，其曲線表示的是信號的功率（幅度）值和其對應的出現概率。譬如某個信號的平均功率是10dBm，它出現超過15dBm功率的統(tǒng)計概率是0.01%，我們可以認為它的PAR是5dB。

        PAR是現代通信系統(tǒng)中發(fā)射機頻譜再生（諸如ACLP/ACPR/Modulation Spectrum）的重要影響因素。峰值功率會將放大器推入非線性區(qū)從而產生失真，往往峰值功率越高、非線性越強。

        在GSM時代，因為GMSK調制的衡包絡特性，所以PAR=0，我們在設計GSM功放的時候經常把它推到P1dB，以得到最大限度的效率。引入EDGE之后，8PSK調制不再是衡包絡，因此我們往往將功放的平均輸出功率推到P1dB以下3dB左右，因為8PSK信號的PAR是3.21dB。

        UMTS時代，無論WCDMA還是CDMA，峰均比都比EDGE大得多。原因是碼分多址系統(tǒng)中信號的相關性：當多個碼道的信號在時域上疊加時，可能出現相位相同的情況，此時功率就會呈現峰值。

        LTE的峰均比則是源自RB的突發(fā)性。OFDM調制是基于將多用戶／多業(yè)務數據在時域上和頻域上都分塊的原理，這樣就可能在某一“時間塊”上出現大功率。LTE上行發(fā)射用SC-FDMA，先用DFT將時域信號擴展到頻域上，等于“平滑”掉了時域上的突發(fā)性，從而降低了PAR。

        動態(tài)范圍，溫度補償與功率控制

        動態(tài)范圍，溫度補償和功率控制很多情況下是“看不到”的指標，只有在進行某些極限測試的時候才會表現出它們的影響，但是本身它們卻體現著RF設計中最精巧的部分。


        發(fā)射機動態(tài)范圍

        發(fā)射機動態(tài)范圍表征的是發(fā)射機“不損害其他發(fā)射指標前提下”的最大發(fā)射功率和最小發(fā)射功率。

        “不損害其他發(fā)射指標”顯得很寬泛，如果看主要影響，可以理解為：最大發(fā)射功率下不損害發(fā)射機線性度，最小發(fā)射功率下保持輸出信號信噪比。

        最大發(fā)射功率下，發(fā)射機輸出往往逼近各級有源器件（尤其末級放大器）的非線性區(qū)，由此經常發(fā)生的非線性表現有頻譜泄漏和再生（ACLR/ACPR/SEM），調制誤差（PhaseError/EVM）。此時最遭殃的基本上都是發(fā)射機線性度，這一部分應該比較好理解。

        最小發(fā)射功率下，發(fā)射機輸出的有用信號則是逼近發(fā)射機噪聲底，甚至有被“淹沒”在發(fā)射機噪聲中的危險。此時需要保障的是輸出信號的信噪比（SNR），換句話說就是在最小發(fā)射功率下的發(fā)射機噪聲底越低越好。

        在實驗室曾經發(fā)生過一件事情：有工程師在測試ACLR的時候，發(fā)現功率降低ACLR反而更差（正常理解是ACLR應該隨著輸出功率降低而改善），當時第一反應是儀表出問題了，但是換一臺儀表測試結果依然如此。我們給出的指導意見是測試低輸出功率下的EVM，發(fā)現EVM性能很差；我們判斷可能是RF鏈路入口處的噪聲底就很高，對應的SNR顯然很差，ACLR的主要成分已經不是放大器的頻譜再生、而是通過放大器鏈路被放大的基帶噪聲。#p#分頁標題#e#

        接收機動態(tài)范圍

        接收機動態(tài)范圍其實與之前我們講過的兩個指標有關，第一個是參考靈敏度，第二個是接收機IIP3（在講干擾指標的時候多次提到）。

        參考靈敏度實際上表征的就是接收機能夠識別的最小信號強度，這里不再贅述。我們主要談一下接收機的最大接收電平。

        最大接收電平是指接收機在不發(fā)生失真情況下能夠接收的最大信號。這種失真可能發(fā)生在接收機的任何一級，從前級LNA到接收機ADC。對于前級LNA，我們唯一可做的就是盡量提高IIP3，使其可以承受更高的輸入功率；對于后面逐級器件，接收機則采用了AGC（自動增益控制）來確保有用信號落在器件的輸入動態(tài)范圍之內。簡單的說就是有一個負反饋環(huán)路：檢測接收信號強度（過低／過高）－調整放大器增益（調高／調低）－放大器輸出信號確保落在下一級器件的輸入動態(tài)范圍之內。

        這里我們講一個例外：多數手機接收機的前級LNA本身就帶有AGC功能，如果你仔細研究它們的datasheet，會發(fā)現前級LNA會提供幾個可變增益段，每個增益段有其對應的噪聲系數，一般來講增益越高、噪聲系數越低。這是一種簡化的設計，其設計思想在于：接收機RF鏈路的目標是將輸入到接收機ADC的有用信號保持在動態(tài)范圍之內，且保持SNR高于解調門限（并不苛求SNR越高越好，而是“夠用就行”，這是一種很聰明的做法）。因此當輸入信號很大時，前級LNA降低增益、損失NF、同時提高IIP3；當輸入信號小時，前級LNA提高增益、減小NF、同時降低IIP3。

        溫度補償

        一般來講，我們只在發(fā)射機作溫度補償。

        當然，接收機性能也是受到溫度影響的：高溫下接收機鏈路增益降低，NF增高；低溫下接收機鏈路增益提高，NF降低。但是由于接收機的小信號特性，無論增益還是NF的影響都在系統(tǒng)冗余范圍之內。

        對于發(fā)射機溫度補償，也可以細分為兩部分：一部分是對發(fā)射信號功率準確度的補償，另一部分是對發(fā)射機增益隨溫度變化進行補償。

        現代通信系統(tǒng)發(fā)射機一般都進行閉環(huán)功控（除了略為“古老”的GSM系統(tǒng)和Bluetooth系統(tǒng)），因此經過生產程序校準的發(fā)射機，其功率準確度事實上取決于功控環(huán)路的準確度。一般來講功控環(huán)路是小信號環(huán)路，且溫度穩(wěn)定性很高，所以對其進行溫度補償的需求并不高，除非功控環(huán)路上有溫度敏感器件（譬如放大器）。

        對發(fā)射機增益進行溫度補償則更加常見。這種溫度補償常見的有兩種目的：一種是“看得見的”，通常對沒有閉環(huán)功控的系統(tǒng)（如前述GSM和Bluetooth），這類系統(tǒng)通常對輸出功率精確度要求不高，所以系統(tǒng)可以應用溫度補償曲線（函數）來使RF鏈路增益保持在一個區(qū)間之內，這樣當基帶IQ功率固定而溫度發(fā)生變化時，系統(tǒng)輸出的RF功率也能保持在一定范圍之內；另一種是“看不見的”，通常是在有閉環(huán)功控的系統(tǒng)中，雖然天線口的RF輸出功率是由閉環(huán)功控精確控制的，但是我們需要保持DAC輸出信號在一定范圍內（最常見的例子是基站發(fā)射系統(tǒng)數字預失真（DPD）的需要），那么我們就需要將整個RF鏈路的增益比較精確的控制在某個值左右——溫補的目的就在于此。

        發(fā)射機溫補的手段一般有可變衰減器或者可變放大器：早期精度稍低以及低成本精度要求較低的情況下，溫補衰減器比較常見；對精度要求更高的情形下，解決方案一般是：溫度傳感器＋數控衰減器／放大器＋生產校準。

        發(fā)射機功率控制

        講完動態(tài)范圍和溫度補償，我們來講一個相關的、而且非常重要的概念：功率控制。

        發(fā)射機功控是大多數通信系統(tǒng)中必需的功能，在3GPP中常見的諸如ILPC、OLPC、CLPC，在RF設計中都是必需被測試、經常出問題、原因很復雜的。我們首先來講發(fā)射機功控的意義。

        所有的發(fā)射機功控目的都包含兩點：功耗控制和干擾抑制。

        我們首先說功耗控制：在移動通信中，鑒于兩端距離變化以及干擾電平高低不同，對發(fā)射機而言，只需要保持“足夠讓對方接收機準確解調”的信號強度即可；過低則通信質量受損，過高則空耗功率毫無意義。對于手機這樣以電池供電的終端更是如此，每一毫安電流都需錙銖必量。

        干擾抑制則是更加高級的需求。在CDMA類系統(tǒng)中，由于不同用戶共享同一載頻（而以正交用戶碼得以區(qū)分），因此在到達接收機的信號中，任何一個用戶的信號對于其他用戶而言，都是覆蓋在同一頻率上的干擾，若各個用戶信號功率有高有高低，那么高功率用戶就會淹沒掉低功率用戶的信號；因此CDMA系統(tǒng)采取功率控制的方式，對于到達接收機的不同用戶的功率（我們稱之為空中接口功率，簡稱空口功率），發(fā)出功控指令給每個終端，最終使得每個用戶的空口功率一樣。這種功控有兩個特點：第一是功控精度非常高（干擾容限很低），第二是功控周期非常短（信道變化可能很快）。

        在LTE系統(tǒng)中，上行功控也有干擾抑制的作用。因為LTE上行是SC-FDMA，多用戶也是共享載頻，彼此間也互為干擾，所以空口功率一致同樣也是必需的。

        GSM系統(tǒng)也是有功控的，GSM中我們用“功率等級”來表征功控步長，每個等級1dB，可見GSM功率控制是相對粗糙的。

        干擾受限系統(tǒng)

        這里提一個相關的概念：干擾受限系統(tǒng)。CDMA系統(tǒng)是一個典型的干擾受限系統(tǒng)。從理論上講，如果每個用戶碼都完全正交、可以通過交織、解交織完全區(qū)分開來，那么實際上CDMA系統(tǒng)的容量可以是無限的，因為它完全可以在有限的頻率資源上用一層層擴展的用戶碼區(qū)分無窮多的用戶。但是實際上由于用戶碼不可能完全正交，因此在多用戶信號解調時不可避免的引入噪聲，用戶越多噪聲越高，直到噪聲超過解調門限。

        換而言之，CDMA系統(tǒng)的容量受限于干擾（噪聲）。

        GSM系統(tǒng)不是一個干擾受限系統(tǒng)，它是一個時域和頻域受限的系統(tǒng)，它的容量受限于頻率（200kHz一個載頻）和時域資源（每個載頻上可共享8個TDMA用戶）。所以GSM系統(tǒng)的功控要求不高（步長較粗糙，周期較長）。

        發(fā)射機功率控制與發(fā)射機RF指標

        講完發(fā)射機功控，我們進而討論一下在RF設計中可能影響發(fā)射機功控的因素（相信很多同行都遇到過閉環(huán)功控測試不過的郁悶場景）。

        對于RF而言，如果功率檢測（反饋）環(huán)路設計無誤，那么我們對發(fā)射機閉環(huán)功控能做的事情并不多（絕大多數工作都是由物理層協議算法完成的），最主要的就是發(fā)射機帶內平坦度。

        因為發(fā)射機校準事實上只會在有限的幾個頻點上進行，尤其在生產測試中，做的頻點越少越好。但是實際工作場景中，發(fā)射機是完全可能在頻段內任一載波工作的。在典型的生產校準中，我們會對發(fā)射機的高中低頻點進行校準，意味著高中低頻點的發(fā)射功率是準確的，所以閉環(huán)功控在進行過校準的頻點上也是無誤的。然而，如果發(fā)射機發(fā)射功率在整個頻段內不平坦，某些頻點的發(fā)射功率與校準頻點偏差較大，因此以校準頻點為參考的閉環(huán)功控在這些頻點上也會發(fā)生較大誤差乃至出錯。

        結語：

        事實上通信相關的RF指標還有很多，我們只是粗略的摘取了一些我們在現有RF工程中經常遇到的。后續(xù)如果有讀者希望討論更多的通信RF指標，可以與我們聯系，大家共同探討進步。謝謝！